Spänningsstyrd lokaloscillator för FM-bandet

Transkript

1 Spänningsstyrd lokaloscillator för FM-bandet Radioprojekt ETI041 Paul-Luis Ljunggren E05 Patrik Persson E04 Handledare: Göran Jönsson Institutionen för elektro- och informationsteknik Lunds Tekniska Högskola VT 2009

2 Abstract The following report describes the design of a local oscillator used in the FM band, MHz. The report covers basic theory, design and results of said design. The oscillator is implemented using a Hartley configuration instead of the ordinary Clapp configuration adding a bit more challenge and also making this report deviate from other reports concerning local oscillators.

3 Innehållsförteckning "#$%&'$($)****************************************************************************************************** +,"-.&/(0(123(4$ ************************************************************************************************ 5 +"6&7()$ ********************************************************************************************************** 8 +*"97/(%%234:73&)************************************************************************************ 8 +**";(27&:($)"2<"47/(%%234:73&) ***************************************************** = +*,";>00&:373&) ***************************************************************************************? +*,*";(27&:($)"2<"@>00&:373&)********************************************************* A +*+"B(%3&: ************************************************************************************************* A 5"-/C&D2$ ****************************************************************************************************** E 5*"F4..%($)77/C&D2****************************************************************************** E 5*,"F:&3714:3'&7()$ ****************************************************************************** G 8"H&7>%323****************************************************************************************************** ="-2DD2$0233$($) **************************************************************************************** 8?"I:1J$$2$'&$ ********************************************************************************************* = A"H&0&:&$7&: ************************************************************************************************* = #K"L..&$'(M*************************************************************************************************** =

4 1 Inledning Kursen radioprojekt bygger vidare på kursen radioelektronik. Här får vi tillfälle att tillämpa det vi lärt oss i radioelektronik genom att designa och konstruera något eget. Teori och praktik ska med andra ord knytas samman och förhoppningsvis stämma överens. Vi bestämmer oss för att bygga en lokaloscillator då den verkar mest intressant. Lokaloscillatorn är den del i radiomottagaren som genererar en signal som blandaren använder sig av för att blanda ner en högfrekvent signal. "#$%&'&(&)**+,-&+./0**&12%&340%5.66*"-# Barkhausens svängingskriterium säger att slingförstärkningen ska vara 1 vilket medför oändlig förstärkning. En allmän modell för återkoppling visas i figur 1. "#$%&7&(&80-0%9*":0%9/&.:;"**94.%+./0** Kriteriumet säger även att fasändringen ska vara noll, det vill säga att summan av reaktanserna X1+X2+X3 i figur 2 ska vara noll. "

5 2 Specifikation Uteffekten från oscillatorn ska vara minst 8 dbm, övertonerna ska ligga minst 16 db under grundtonen och icke harmoniska svängningar får ej överstiga -70 dbc. Matningsspänningen, V CC, ska vara 12 V. High-side injection, vilket innebär att mellanfrekvensen 10,7 MHz läggs till på ordinarie FM-band, används då den relativa frekvensskillnaden blir lägre gentemot low-side injection. Det slutgiltiga frekvensområdet är således 98,7 till 118,7 MHz. "

6 3 Design En lokaloscillator består inte enbart av ett oscillatorsteg utan även av ett buffertsteg och ett filter. Nedan följer en fullständig redovisning av designen för respektive steg. 3.1 Oscillatorsteg Oscillatorsteget är den delen som generar den önskade signalen med hjälp av ett LC-nät. För att få lite mer spänning i projektet har vi valt att konstruera en Hartley-oscillator med en luftlindad spole. Standardvalet är oftast en Clapp-oscillator då en luftlindad spole inte behöver konstrueras. Detta innebär således att den inte heller kan ge upphov till elektromagnetiska fält som kan störa kretsen om skärmningen inte är tillräcklig. Transistorn som används i kretsen är av typen BFG520 och inte BFG520X som ursprungligen bestämt (se bilaga A för fullständig specifikation). Detta för att emitterbenen sitter på varsin sida på 520X medan de sitter på samma sida på 520 vilket underlättar enormt vid den fysiska kretsdesignen då vi valt GB-steg. GB-steget valdes eftersom utimpedansen är väldigt hög vilket har till följd att utimpedansen för lokaloscillatorn blir oförändrad. Alla kondensatorer i figur 4 bortsett från C4 och vår variabla kapacitansdiod, även känd som varaktor, är avkopplingskondensatorer. C4 i sig består egentligen av två parallellkopplade kondensatorer då det är det enda sättet att få den önskade kapacitansen. Hartley-oscillatorns induktiva komponent är en egenkonstruerad luftlindad spole. "

7 I figur 3 har vi implementerat ett lågpassfilter i form av komponenterna C1 och R5. Detta gör vi för att få en ren och stabil DC-signal i kretsen. "#$%&'&(&)*+,-.&/0,%&1.%23,4(56*"33.25%& Biasering av oscillatorsteg Vi bestämmer oss för att sätta V CE till 6 V, I C till 10 ma och R5 till 300. Ett V CE på 6V medför att V B är cirka 6.7 V. Därefter kan ett förhållande mellan R1 och R2 bestämmas enligt Vi väljer att sätta R1 till 10K vilket ger att R2 blir Detta för att dra ner effekten över resistorerna samtidigt som vi vill ha en liten spänningsförlust över R5. Känt I C och V CE ger R3 enligt. "

8 3.2 Buffertsteg Efter oscillatorsteget kommer buffertsteget i form av en emitterföljare. Buffertsteget har en hög inimpedans vilket medför att belastningen på oscillatorn blir oförändrad samtidigt som en högre uteffekt kan uppnås. I nedanstående diagram har vi återigen implementerat ett lågpassfilter. Den här gången består filtret av C6 och R7 i figur 4. Detta görs som tidigare nämnt för att få en ren och stabil DC-signal i kretsen. Buffertsteget är implementerat i form av ett GK-steg. "#$%&'&(&)*+,-.&/0,%&1$22,%343,# "

9 3.2.1 Biasering av buffertsteg Vi sätter V CE till 6 V och I C till 10 ma som startvärden. Därefter är tanken att vi ska kunna öka uteffekten med hjälp av en variabel resistor, även kallad trimpotentiometer, R9. V CE på 6 V ger att V B är cirka 6.7 V. Ett förhållande mellan R10 och R8 kan då bestämmas eftersom R9 är satt till 0 och R7 har ett fixt värde på 300. Vi sätter R8 till 5 k och erhåller då att R10 är 6,7 k. För att då få ett litet sving på V B, vilket medför ett ökat I C, ändrar vi R9 till 5 k. Dessa storlekar är återigen valda för att R7 ska ha en liten inverkan på spänningen samt för att hålla effekten nere över resistorerna. Svinget vi får ligger mellan 6.7 och 8.3 V vilket medför att I C ligger mellan 10 och ma 3.3 Filter Det sista steget i vår lokaloscillator är filtret som visas i figur 5. Filtret skapas för att dämpa övertoner som uppstått i oscillatorn och även för att anpassa utgången till en last på 50. Vi väljer således ett Butterworth-filter av tredje ordningen med brytfrekvensen 120 MHz. "#$%&'&(&)%*+,*&-%+.".#*./&01#23//4"05*%& "

10 4 Scheman I figur 6 och 7 följer det slutgiltiga kopplingsschemat samt kretskortsdesignen. Det senare använder vi vid etsningen. De båda schemana är gjorda i programmet Eagle från CadSoft. 4.1 Kopplingsschema "#$%&'&(&$))*+,-."#+&/011)"-#**23456& Värden på komponenterna i figur 6: R1 = 10 k R2 = 13 k R3 = 600 R4 = 100 R5 = 300 R6 = 2 k R7 = 300 R8 = 5,1 k R9 = 0-5 k R10 = 6,2 k R11=600 C1 = C2 = C3 = C5 = C6 = C7 = 27 nf C4=8+3,9=11.9 pf C8 = 27 pf C9 = 27+3,3= 30.3 pf Cx = 4 28 pf L1 = 0,158 µh L2 = 82 µh "

11 4.2 Kretskortdesign I figur 7 är röda ytorna koppar, de gröna cirklarna representerar så kallade via-hål där hål ska borras och sedan fyllas med tenn för att få ett stabilare jordplan. De svarta ytorna är isolerande material$ "#$%&'&(&$))*+,-."#&/01()234$+ "#

12 5 Resultat "#$%&'&(&)*+,,+-*&."/&01123&456 "#$%&7&(&)*+,,+-*&."/&00'2'&456 ""

13 "#$%&'(&)&*+,%-./01234/"/#&+"1&'(567&89: "#$%&''&)&*+,%-./01234/"/#&+"1&'';65&89: "#

14 "#$%&'(&)&*"+,&-,&"./0&12%345"6/&6+75#5"5#&6238&#%$59845 "#

15 "#$%&'(&)&*+,--,.+&-/%&01%+&-%,.0,2345%16,& Vår lokaloscillator uppfyller uteffekten för den lägre delen av frekvensområdet med lite marginal som vi kan se i figur 8 medan kretsen har en något lägre uteffekt för den övre delen. Figur 9 visar att vi ligger 0,77 dbm under det satta kravet. Figur 10 och 11 visar att övertonsdämpningen ligger på 14,35 och db för respektive del. Nivån på icke harmoniska svängningar ligger på -52,6 db enligt figur 12. Utimpedansen för lokaloscillatorn är j14,89 vid 111 MHz enligt figur 13. Till sist har vi, enligt figur 14, hur väl filtret dämpar övertoner samt hur uteffekten varierar inom vårt frekvensområde. "#

16 6 Sammanfattning Projektet började med att vi antingen skulle bygga en mixer eller en lokaloscillator men efter närmare eftertanke insåg vi att lokaloscillatorn var lite mer intressant och bestämde oss istället för att helt fokusera på den. Under projektets gång stötte vi på en del utmaningar såsom programanvändning och den luftlindade spolens påverkan på kretsen då vi inte använde oss av skärmning. Vi lärde oss vikten av bra lödningsteknik då kallödningar kan störa kretsen enormt då mikroskopstora fysiska avbrott uppstår vilket medför strökapacitanser i kretsen. Konstruktionen av den luftlindade spolen, där spolens induktans varierar med avseende på diametern, längden och antal varv, var en intressant och lärorik process. Programmet ADS av Agilent Technologies verkade vara ett extremt kraftfullt verktyg som definitivt kommer att användas i en inte alltför avlägsen framtid. Vår krets klarade specifikationerna någorlunda bra. Vi såg att uteffekten för de låga frekvenserna samt övertonsdämpningen för de höga frekvenserna klarade specifikationerna medan uteffekten för de höga frekvenserna samt övertonsdämpningen för de låga frekvenserna hamnade något under. Det enda vi var en bra bit ifrån att uppfylla var 70 dbc-kravet. Vi ligger på 52,6 db, alltså en 17,4 db skillnad. Överlag är vi dock nöjda med kretsens beteende. Givetvis finns det en del förbättringar som vi kunde ha gjort för att klara kraven med god marginal. Att till exempel öka basspänningen på buffertsteget genom att öka R10 eller minska R11 hade gett oss ett par extra dbm i uteffekt medan ett filter av en högre ordning hade ökat dämpningen lite till för de låga frekvenserna. Ett alternativ kunde ha varit att istället använda oss av ett Chebyshev-filter för att dämpa övertonerna ännu snabbare. Hade vi skärmat av spolen en del hade vi sparat mycket tid då spolen inte hade kunnat inverka på det sättet den gjorde. De inverkningar vi fick uppleva var dels att vi fick en återkoppling mellan oscillatorn och buffertsteget på grund av att vi hade placerat spolen alldeles för nära matningen till buffertsteget samt att vi fick ett dåligt jordplan i kretsen framför spolens mynning. "#

17 Att vi inte uppfyllde kravet på dämpning av icke harmoniska toner berodde troligtvis på att buffertsteget var något instabilt på ingången och genererade en oönskad ton vid 48,93MHz. Vårt lösningsförslag skulle då vara att ha lagt till en resistor på basen för att flytta oss till en stabilare punkt i transistorn. 7 Erkännanden Vi vill framföra ett extremt stort tack till Göran Jönsson på EIT för all inspiration, hjälp och vägledning vi fått av honom. Lars Hedenstjerna förtjänar också ett stort tack för den väldigt snabba etsningen Wang Jing, Anders Dahlström och Joakim Eriksson från Sony Ericsson ska också ha ett tack för tipsen de gett. 8 Referenser [1] L. Sundström, G. Jönsson, H. Börjesson, Radio Electronics, Lund University, 2004 IX Appendix Se separat dokument för datablad för BFG520 "#