Antennförstärkare. PMR-bandet. Anders Petersson, e99ape Ulf Axelsson, e99ua 28 februari Institutionen för Elektrovetenskap Radioprojekt

Transkript

1 Anders Petersson, e99ape Ulf Axelsson, e99ua 28 februari 2005 Institutionen för Elektrovetenskap Radioprojekt Antennförstärkare PMR-bandet Sammanfattning I denna rapport beskrivs hur en antennförstärkare för PMR-bandet vid 446 MHz konstrueras och mäts upp. Förstärkaren har en förstärkning på 17.5 db och en brusfaktor på 1.7 db. Valen av anpassningsnät samt biasering motiveras och beskrivning av hur konstruktionen fintrimmas finns med. Antennförstärkaren mäts även upp för att ta fram förstärkning, bandbredd, brusfaktor, kompressionspunkt samt tredje ordningens interceptpunkt. Fantommatning tas upp men realiseras ej på grund av problem som skulle uppkomma vid mätning och verifiering.

2 Innehåll Innehåll 1 1 Inledning Kravspecifikation PMR Personal Mobile Radio Simulering och konstruktion Val av transistor Plottning av stabilitets-, brus- och förstärkningscirklar Dimensionering av anpassningsnät Dimensionering av DC-nät Simulering av förstärkningen Fintrimning 6 4 Fantommatning 7 5 Uppmätning av antennförstärkaren Förstärkning och anpassning Kompressionspunkt Interceptpunkt Brusfaktor Bandbredd Avslutning 10 Erkännande 10 Referenser 10 A Matlabkod 11

3 1 Inledning Antennförstärkaren konstruerades som en del i kursen Radioprojekt vid institutionen för elektrovetenskap vid LTH. Kursen gick över sju veckor, januari till mars Till vår hjälp har vi haft kursansvarige Göran Jönsson samt Filip Jörgensen och Johan Cederquist från SonyEricsson. Göran har även varit medförfattare till kurslitteraturen från kursen Radioelektronik [1] vilken vi haft stor hjälp av genom hela projektet. Antennförstärkaren konstruerades för att användas i PMR-bandet. Anledningen till detta var att vi ville testa möjlig signalförstärkning för kommunikationsradio, samt att vi vid denna frekvens hade tillgång till brusparametrar. En fördel med att inte bygga för FM-bandet, vilket var andra alternativet, var även att brusmätningarna blev smidigare då skärmrummet inte var fritt från störningar runt 100 MHz. Rapporten börjar med en beskrivning av PMR (Personal Mobile Radio), den applikation som vår förstärkare är tänkt att användas till. Därefter beskrivs simuleringsarbetet i deslib och en motivering till det val av konstruktion som vi gjort för att uppnå de ställda kraven på vår antennförstärkare. Efter detta redogörs för hur fintrimningen gått till för att optimera konstruktionen. Till sist beskrivs de mätningar vi gjort samt de resultat som erhållits. 1.1 Kravspecifikation Kraven på antennförstärkaren var väldigt vida, förstärkning större än S 21 2 samt brusfaktor maximalt F min + 2 db. 1.2 PMR Personal Mobile Radio PMR står för Personal Mobile Radio och är en öppen europeisk standard för kommunikation på FM-bandet mellan MHz och MHz. Bandet är befriat från licensavgifter vilket gör att det lämpar sig för privatpersoner som vill kommunicera med varandra billigt över korta avstånd. Frekvensområdet är indelat i 8 stycken kanaler om vardera 12.5 khz men kan delas in mer vid användande av subtoner. Uteffekten är satt till max 500 mw [2]. Numera säljs radioapparaterna hos de flesta återförsäljare av elektronik som Elgiganten, Siba, OnOff, Kjell & Company med flera. 2 Simulering och konstruktion Genom att först göra simuleringar av transistorn och förstärkaren kan man få ut viktig information om hur anpassningsnäten skall vara uppbyggda. Man kan också se hur stor förstärkningen blir samt missanpassningen på in och utgången. De resultat som erhålls är givetvis rent teoretiska men ger ändå en liten fingervisning om kommande resultat. Alla simuleringar är gjorda i deslib och matlab-koden ses i appendix A. 2

4 2.1 Val av transistor Valet av transistor föll på BFR520, detta beroende på lättillgänglighet samt att brusegenskaperna vid 500 MHz för denna transistor fanns att tillgå på Philips hemsida. Arbetspunkten valdes till I C = 10 ma och V CE = 6 V. För denna transistor blir kravet på förstärkning och brusfaktor 19.5 db respektive 3.1 db. 2.2 Plottning av stabilitets-, brus- och förstärkningscirklar Genom att plotta stabilitets-, brus- och förstärkningscirklarna för transistorn får man information om inom vilka områden i Smith-diagrammet som Γ S och Γ L kan väljas för att klara kravet på förstärkning, brusfaktor och stabilitet. Utifrån Γ S och Γ L kan sedan anpassningsnäten beräknas. I figur 1 ses de olika cirklarna. Hur anpassningsnätet konstruerades utifrån Smith-diagrammet beskrivs i kapitel Stab. cirkel Γ L Stab. cirkel Γ S Γ S Γ opt Γ L Γ ut 0.6 Bruscirkel Figur 1: Stabilitetscirkeln för Γ S är röd. Stabilitetscirkeln för Γ L är gul. Bruscirkeln och Γ opt är turkosa. Förstärkningscirkeln är blå. Svart prick är Γ L och grön prick är Γ ut. Lila prick är vald Γ S. 2.3 Dimensionering av anpassningsnät Anpassningsnät på ingången behövs ej enligt beräkningarna med deslib i matlab, men realiseringen använder ändå ett för att förbättra både förstärknings- och brusegenskaperna. Vi valde Γ S = i. På utgången sitter ett PI-nät för att impedansanpassa ingången. Fördelen med denna lösningen är att en naturlig plats för inkoppling av biaseringsnätet skapas. Kapacitansen, C ut, spärrar likspänningen från att läcka ut i signalvägen. Anpassningsnäten på ingången och utgången visas i figur 2. 3

5 Ytterligare en fördel med PI-nätet är att om man vill ordna fantommatning är detta lätt att göra via spolen L 2, se kapitel 4. Värden på komponenterna ses i tabell 1. R B2 C avk1 I D R C V CC C avk2 I B R B1 L 1 R B3 C ut Ut In C avkin L in i C L 2 Figur 2: Vår teoretiska krets ingångsnätet grönt, utgångsnätet blått, biasnätet lila. 2.4 Dimensionering av DC-nät Till biaseringen valdes ett strömdrivet nät, se figur 2. Anledningen till att ett strömdrivet biasering föredras framför ett spänningsdrivet är att spänningsdrivna har stabilitetsproblem vid höga frekvenser. Valet att koppla biaseringsnätet direkt till tranistorns bas utan att spärra radiosignalen beror på att resistansen R B3 är så pass hög som den är, 27 kω. Bidragande orsak till valet var även att ingen lämplig drossel fanns att tillgå och en λ/4 våglängder lång transmissionsledning, vilken skulle bli cirka en decimeter lång, ansågs vara för långt. Matningen valdes till 9 V, och β = 120. Resistansernas värde beräknades sedan med hjälp av formlerna nedan. Resultaten visas i tabell 1, i figur 2 ses strömmar och komponenter. I D = I C β I B = ID β V D = 0.5V CE V B = 0.25V D R C = V CC V CE I C + I D + I B 4

6 Komponent Komponentvärde Vald komponent L in 8.9 nh 8.2 nh L nh 12 nh L nh 15 nh C ut 4.66 pf Variabel 6-2 pf C komp 12 pf R C 273 Ω 270 Ω R B1 3.0 kω 3.0 kω R B2 3.3 kω 3.3 kω R B kω 27 kω Tabell 1: Komponentvärden för antennförstärkaren. R B1 = V CE V D I D + I B R B2 = V D I D R B3 = V D V B I B 2.5 Simulering av förstärkningen När anpassningsnäten är bestämda kan en simulering av förstärkarens förstärkning G T göras. I figur 3 ses att för vår önskade frekvens 446 MHz är förstärkningen ungefär 20 db. Kravet för förstärkningen skall vara S 21 2 vilket är 19.5 db för transistorn. Teoretiskt sett så klarar alltså konstruktionen kravet på förstärkning. Koden för simuleringen vilken gjordes i matlab visas i appendix A på sidan G T som funktion av frekvensen G T [db] Frekvens [Hz] x 10 9 Figur 3: Simulerade förstärkningen G T. 5

7 3 Fintrimning Vid de första testerna av förstärkaren var förstärkningen 15 db vid resonansfrekvensen 397 MHz. Förutom att resonansfrekvensen var låg så var S 22 = 58 + j44.6 Ω. Imaginärdelen av S 22 kompenserades genom att en kondensator sattes i serie på utgången, denna benämndes C komp och var på 8.2 pf. Denna förändring förbättrade anpassningen och förstärkningen ökade till 15.9 db. Efter kontroll av jordpunkterna framkom att jordningen av transistorns emittor var dålig, detta eftersom det på kretskortet gjorts plats för en komponent mellan emittor och jord, om kretsen tenderade att bli instabil. Vid emittorn borrades ett extra jordningshål vilket gav en stabilare jordpunkt. Eftersom induktanser i lödningar och ledningsbanor inte var medräknade minskades L 1 till 12 nh. Även signaljorden i biaseringsnätet ovanför L 1 var dålig, där sattes en extra kopplingskondensator till, C avk1b, på 150 pf för högfrekvensjorden. Där C avk1b kopplades in mot jordplanet förbättrades även jorden med en ny borrning. Vid kontroll av S 22 efter jordningsförbättringarna framkom att C komp överkompenserade, därför byttes den till 12 pf. Efter alla förbättringar ovan var förstärkningen db vid 446 MHz vilket fick vara godkänt, förstärkningen var fördubblad jämfört med innan fintrimning och att nå upp till 19.5 db vilket var målet bedömdes inte rimligt utan omkonstruktion av kretskortet. Kretsens utseende efter fintrimningen visas i figur 4. R B2 C avk1a R C V CC C avk2 R B1 C avk1b L 1 R B3 C ut C komp Ut In C avkin L in L 2 Figur 4: Kretsen efter fintrimning. 6

8 4 Fantommatning Vid fantommatning används signalkabeln även som matningskabel för matningsspänning, detta är inte gjort i vår realisering eftersom problem då skulle uppstå vid mätningarna på grund av likspänning vid nätverksanalysatorn. Det finns nätverksanalysatorer som klarar likspänning bra, men ingen av de vi hade tillgång till. Om fantommatning skulle använts hade koppling skett enligt figur 5, alltså inga stora förändringar hade behövts göras. Detta eftersom C ut redan har spärrat likspänningar från att gå bakvägen in i förstärkaren. R B2 C avk1 R C C avkfantom C avk2 R B1 L 1 L 2 R B3 C ut Ut In C avkin L in Figur 5: Fantommatad förstärkare. 5 Uppmätning av antennförstärkaren För att kunna bestämma prestandan på förstärkaren gjordes fem olika mätningar. Mätning av förstärkning, kompressionspunkt, tredje ordningens interceptpunkt, brusfaktor samt bandbredd genomfördes. 5.1 Förstärkning och anpassning Enligt uppgiften skulle förstärkningen vara S 21 2, vilket i vårt fall skulle vara 19.5 db. Enligt figur 6 ses att förstärkningen bara blir db, vilket kan ses som lite lågt. Men i gengäld är förstärkaren stabil och brusfaktorn låg. Om hög förstärkning eller låg brusfaktor skall erhållas är en avvägning vid designen av förstärkaren. Vi valde ett alternativ som prioriterade goda brusegenskaper. 7

9 I figur 6 ses också anpassningen på in och utgången. Enligt S 22 i figuren är utgången väl anpassad vid den önskade frekvensen men S 11 är inte så bra. Figur 6 visar också att förstärkaren är stabil i det uppmätta området från 100 MHz till 700 MHz. Figur 6: Antennförstärkarens s-parameterar. 5.2 Kompressionspunkt Genom att mäta kompresssionspunkten får man reda på vid vilken punkt där förstärkningen sjunkit med 1 db från den linjära förstärkningen. I vårt fall gjordes mätningen med en nätverksanalysator, där effekten sveptes i varje frekvenspunkt. I figur 7 ses resultatet av mätningen. Enligt vår mätning är kompressionspunkten dbm relaterat till utsignalen vid MHz. 5.3 Interceptpunkt Interceptpunkten anger utsignalens övertonshalt. Vi är intresserade av tredje ordningens interceptpunkt, det är den punkt där extrapoleringarna av förstärkningen av grundtonen och tredje övertonen möts. Även denna mätning görs med nätverksanalysatorn men nu måste även en extern signalgenerator kopplas till för att skapa intermodulation. Nätverksanalysatorn sveps som i kompressionspunktsmätningen med effekt i stället för frekvens. 8

10 Figur 7: Antennförstärkarens kompressionspunkt. Enligt mätning fås tredje ordningens interceptpunkt till dbm vid grundtonen MHz. 5.4 Brusfaktor Brusfaktorn är enligt definition förhållandet mellan totala bruset på utgången och bruset på utgången som härstammar från signalkällan. I vårt fall får inte brusfaktorn vara mer än 2 db större än F min för transistorn. Enligt specifikationen för transistorn så är F min = 1.1 db vilket då ger att vår brusfaktor inte får vara över 3.1 db. Brusfaktorn mättes genom att i ett avskärmat rum koppla en brusgenerator med bestämt brus på ingången till förstärkaren och utgången till en brusfaktormätare. Figur 8 visar resultatet från mätningen. Enligt figuren klaras kravet med god marginal. Den höga toppen i figuren kommer från någon störkälla inne i det avskärmade rummet, och är därmed inget som vår förstärkare genererar. 5.5 Bandbredd Vid uppmätning av bandbredden användes nätverksanalysatorn som automatiskt mätte bandbredden. 3 db bandbredden blev 244 MHz med en centerfrekvens på 427 MHz och Q-faktorn Anledningen till att inte centerfrekvensen hamnar vid vår önskade frekvens 446 MHz är att vid konstruktionen av förstärkaren valdes en kompromiss mellan god förstärkning och bra brusegenskaper. 9

11 Analyzer RF Att: 0.00 db Ref Lvl: dbm RBW : 1 MHz VBW : 100 Hz Range: Range: Ref Lvl auto: OFF Measurement 2nd stage corr: ON Mode: Direct ENR: db Noise Figure /db Gain /db MHz 1 MHz / DIV 450 MHz 6 Avslutning Figur 8: Antennförstärkarens brusfaktor samt förstärkning. De resultat som vi erhållit är till största delen tillfredställande. Det som vi kanske inte är riktigt nöjda med är förstärkningen som borde varit ett par db större, men i gengäld fick förstärkaren en låg brusfaktor och god stablilitet. Om vi skulle konstruera en ny antennförstärkare skulle vi göra kretskortet mindre med kortare ledningsbanor. I det kretskort som vi använt finns ganska mycket ströinduktanser som vi fick kompensera för i fintrimningsarbetet. Att göra ett helt projekt från teoretisk design till att löda komponenter och testa konstruktionen är mycket lärorikt. Det praktiska arbetet är mycket viktigt för förståelsen av teorin. Med detta projekt har vi fått mycket med oss för framtida radiokonstruktion. Erkännande Vi vill tacka Göran Jönsson för alla konstruktionstips och all hjälp med mätningar under projektet. Vi vill också passa på att tacka Filip Jörgensen och Johan Cedequist för den hjälp vi fått under tisdagsförmiddagarna. Slutligen ett tack till Lars Hedenstjerna som snabbt och med gott resultat etsade vårt kretskort. Referenser [1] L. Sundström, G. Jönsson, H. Börjesson, Radio Electronics, Lund University, 2004 [2] Ofcom, _radio/information/ofw57/?a=871010, 9 Februari

12 A Matlabkod Matlab-kod för beräkning av stabilitets-, förstärknings- och bruscirklar. % Read S-parameters f0 = 446e6; s=readspar('spar.s2p'); [i,j]=find(s>380e6 & s<420e6); [k,n]=find(s>480e6 & s<520e6); s446=(s(i,:)+s(k,:))/2; s11 = s446(1); s21 = s446(2); s12 = s446(3); s22 = s446(4); %Noise figures nfmin=1.1; gammaopt=p2c(0.333,25.0); rn=0.240; % Check the stability at 446 MHz delta=abs(sdelta(s446)); K=sk(s446); % delta < 1 % K < 1 % The transistor is conditionally stable at 446 MHz % The available gain circle is calculated using % the parameter ga derived from: % Available gain = abs(s21)^2*ga gamin=idbp(20 - dbp(abs((s21)^2))); %gamin = 1; % available gain in db, for Zs = 50 (gammas = 0) gammas=0; Ga=dbp(sga(s446,gammaS)); %calculate gamma out and gamma load gammaout=s22+((s12*s21*gammas)/(1-(s11*gammas))); gammaload=conj(gammaout) % Calculate the noise figure for gammas=0 NF=nfg(nfmin,rn,gammaopt,gammaS); NFdB=dbp(NF) % Smithchart smtool; % Define colours 11

13 red=[1,0,0]; green=[0,1,0]; yellow=[1,1,0]; blue=[0,0,1]; cyan=[0,1,1]; black=[0,0,0]; % draw the input (red) and output (yellow) % stability circle drawci(sinstci(s446),1,'-',red); drawci(soutstci(s446),1,'-',yellow); % s11 abss11=abs(s11); % s22 abss22=abs(s22); % s11 and s22 <1 => stable inside the % red circle and outside the yellow %draws available gain circle drawci(singcib(s446,gamin),1,'-',blue,1); % plot gammaopt and noise circle plotc(gammaopt,2,'.',cyan); drawci(noisecig(idbp(dbp(nfmin)+2),nfmin,rn, gammaopt),1,'-',cyan,1); %plot gammaout and gamma load plotc(gammaout,2,'.',green); plotc(gammaload,2,'.',black); %gamma out is in the stable area => OK g2nz(gammaload) Matlab-kod för beräkning av förstärkingen G T. % Calculation of G_T format long; s=readspar('spar.s2p'); f=s(:,5); f0=446e6; Cout = 4.66e-12; L1out = 1.46e-8; L2out = 1.58e-8; Lin = 8.92e-9; gamshort = [zeros(size(f,1),1)-1,f]; % Calculation of gamma_load gamrload = serr(gamshort,50,50); gaml2load = serl(gamshort,l2out,50); gamparload = parg(gamrload,gaml2load); gamcload = serc(gamparload,cout,50); gaml1load = serl(gamshort,l1out,50); 12

14 gamload = parg(gaml1load,gamcload); % Calculation of gamma_source gamrsource = serr(gamshort,50,50); gamsource = serl(gamrsource,lin,50); % Plot G_T plot(f,10*log10(sgt(s,gamsource,gamload))); xlabel('frekvens [Hz]'); ylabel('g_t [db]'); title('g_t som funktion av frekvensen'); 13