Institutionen för teknik och naturvetenskap, ITN. Datum Gruppmedlemmar: Răzvan Bujilă Per Hedlund Roger Idebrant Frida Östberg

Transkript

1 Institutionen för teknik och naturvetenskap, ITN Datum LÅGBRUS- FÖRSTÄRKARE Gruppmedlemmar: Răzvan Bujilă Per Hedlund Roger Idebrant Frida Östberg

2 Sammanfattning Uppgiften med detta projekt är att designa ett matchningsnät för lågbrusförstärkaren MAX2649. Förstärkaren ska ha en brusfaktor under 2.1 db och så hög förstärkning som möjligt med stabilitet inom frekvensintervallet GHz. Allt detta med hjälp av CADprogrammet ADS. I första steget skapades ett matchningsnät för förstärkaren med hjälp av diskreta komponenter för att skapa förståelse för matchningsnätet och programmet ADS. Detta matchningsnät byggdes senare om med distribuerade komponenter eftersom bruset blir för högt med diskreta komponenter på grund av den höga frekvensen. För att uppnå stabilitet designades en stabiliseringskrets. Stabiliseringskretsen medförde också att kretsen blev ovillkorligt stabil över hela frekvensintervallet. Genom att tillämpa ett Smithdiagramverktyg i programmet ADS skapades ett matchningsnät för in- och utgången på förstärkaren. Först skapades ett matchningsnät för minimalt brus för att sedan modifieras om för att uppnå en högre förstärkning, detta på bekostnad av högre brus. Sida 2(23)

3 Innehållsförteckning 1 Inledning Teori Förstärkning Stabilitet och S-parametrar Brus Diskreta eller distribuerade komponenter LNA Uppgift Utfört arbete Manuell Matchning Designguiden S-parameter och hjälpmedlet Smith Chart Utility Stabilitet Ökning av Förstärkningen Layout Vior Resultat Slutsats Referenser Böcker Webbsidor Bilaga Bilaga Figurförteckning Figur 1.1: LNAs roll i radio front-end designen... 7 Figur 2.1: Svepning av induktans, på ingång... 9 Figur 2.2: Svepning av konduktans, på ingång... 9 Figur 2.3: Stabilisering Figur 2.4: Beräkning av stabilitetsresistans Figur 2.5: Svepning av induktans, på utgång Figur 2.6: svepning av konduktans, på utgång Figur 2.7: Grundkrets i S-parameter guiden, med stabilisering 100 Ω på utgången Figur2.8: Simulering av grundkretsen, med stabilisering100 Ω på utgången Figur2.9: Matchade kretsen för minimalt brus, med stabilisering100 Ω på utgången Figur 10a: Förstärkning, Brus och stabilitet för den matchade kretsen Figur 10b: In- och ut-impedenser för den matchade kretsen Figur2.11: Hur brusparametern ändras då R sveps för de givna frekvenserna Figur 2.12: Hur stabiliteten ändras då R sveps för de givna frekvenserna Figur 2.14: Brus- och förstärkningscirklar Figur 2.15: Förstärkning och brus för hela frekvensintervallet Figur 2.16: Avståndet mellan ledningslagret och mikrostripledarna är 2 gånger tjockleken på substratet Figur 2.17: Via-hål H< 2x(ytterdiametern eller innerdiametern). H<<λ Figur 3.1: Slutgiltigt matchad krets Figur 3.2: Γ S anpassad för ökad förstärkning Sida 3(23)

4 Tabellförteckning Tabell 1.1: speciafikationer för uppgiften... 8 Tabell 2.1: Erhållna värden vid matchad krets, för 100 Ω stabilisering Tabell 2.2: Hur stabiliteten förändras med R Tabell 2.3; Hur K och förändras med frekvensen Tabell 2.4: Substrat fakta FR Tabell 3.1: Slutgiltiga värden för matchad krets Sida 4(23)

5 1 Inledning 1.1 Teori När en förstärkare ska designas i RF området, gäller andra hänsynstaganden än när förstärkare designas i lågfrekvensområden. Speciellt för dessa förstärkare är at här påverkar spänningoch ström vågorna det aktiva elementet och lämplig matchning behövs därför göras för att minska Voltage Standing Wave Ratio (VSWR) och för att undvika oscillationer. Majoriteten av alla konstruktioner börjar med att göra en analys av stabiliteten, vilket är en viktig del av arbetet. Ofta måste det i tidigt skede bestämmas vilken av parametrarna det ska läggas störts vikt på, vilken som är viktigast; förstärkningen, effekten vid utgången, bandbredden eller bias bestämmelser. [2] Förstärkning Det finns olika slags förstärkningsdefinitioner inom RF sammanhang. Först och främst finns den maximala effekt överföringen, vilken är effektöverföringen mellan källan och förstärkaren. En av de förstärkningar som brukar användas är omvandlingseffektförstärkning (transducer power gain) G T, vilket beskriver förstärkningen mellan källan och lasten. Omvandlingsförstärkningen är ett fundamentalt uttryck. Ur detta uttryck kan viktiga effektrelationer tas fram. En vanlig approximation av G T är den så kallade unilaterala effektförstärkningen (Unilateral power gain) G TU. Den unilaterala effektförstärkningen försummar återkopplingseffekten från förstärkaren, dvs. S 12 =0. Vidare kan effektförstärkningen (operating power gain) nämnas. Effektförstärkningen är definierad som förhållandet mellan effekten i lasten och effekten levererad till förstärkaren. [2, 4] Stabilitet och S-parametrar Ett av de viktigaste kraven då en förstärkarkrets ska konstrueras är stabiliteten. Som nämnt innan, kan RF kretsar börja oscillera när frekvensen ökar om inte kretsen är stabil nog. [2] Tvåportsnätverk karaktäriseras helt av S-parametrarna. Med hjälp av S-parametrarna kan man räkna fram maximala tillgängliga förstärkningen, in- och utimpedanser och omvandlingsförstärkning (G T ). Här kan även få fram optimala käll- och lastimpedanser. Något som är typiskt för ett tvåportsnätverk är att S 21 S 12, och för det mesta är S 21 >> S 12. När S 22 <1 och S 11 <1 är nätverket stabilt. Som följd förblir förstärkaren stabil för alla kombinationer av käll- och lastimpedanser. Är S 22 >1 och S 11 >1 kan tvåportsnätverket bli ostabilt och börja oscillera för vissa värden på käll- och lastimpedanser men det kan visa sig att nätverket kan fortfarande användas som en förstärkare. [4] Brus Precis som de andra parametrarna uppför sig bruset annorlunda vid högre frekvenser, RF, jämfört med lågfrekvensområden. Olika sorters brus kan diskuteras; termiskt brus, hagelbrus (shot noise), flickerbrus (flicker noise) samt additive - och fasbrus. [1] Det termiska bruset uppstår på grund av rörelsen, orsakat av termisk förändring, i elektronerna. Det uppstår i resistiva komponenter och är proportionell mot temperaturen. Grundprincipen är att den termiska energin i elektronerna får elektronerna att röra på sig och Sida 5(23)

6 detta skapar grupperingar av elektronerna. På grund av dessa grupperingar bildas det punkter som är starkt negativt laddade och detta medför att det uppstår en potential i den punkten. När sedan elektronerna flyttar runt, ändras dessa grupper av elektroner och med detta följer att även spänningen ändras. Det är dessa ändringar i potentialen som skapar bruset. Termiskt brus uppstår trots att det inte finns någon ström. [1] Hagelbrus uppkommer i alla gränssnitt där energin ändras, så som i dioder och transistorer. Själva uppkomsten av bruset sker då ett flöde av laddade partiklar passerar detta gränssnitt. Eftersom den potentiella energin i dessa partiklar är varierande, är det ett varierande antal partiklar som varje gång uppnår den potentiella energin att överträda barriären. Dessa partiklar som kommer över, resulterar i ett flöde, en ström om partiklarna i fråga är elektroner. Detta varierande antal i partiklar medför att hagelbrus uppstår. Det vill säga, variationen av strömmen som uppstår skapar hagelbrus. Det kan även påpekas att hagelbrus uppstår endast om en ström flyter genom komponenterna. [1] Flickerbrus uppstår på grund av att elektroner fastnas i gränssnittet av oxid-kisel lagret på en MOS transistor, eller vissa resistiva komponenter. Ju högre ström vi har, desto fler elektroner blir fast och desto högre brus fås. [1] Slutligen nämns additive - och fasbrus. Additive brus är definierat som det brus som läggs på den begärda amplituden medan fas bruset är bruset som läggs på fasen. I en front-end design kan det intrinsiska bruset i en lågbrusförstärkare (LNA) och mixer bäst beskrivas som ett additive brus, medan det intrinsiska bruset i en frekvens synthesizer är bäst beskrivet som fasbrus. [1] Diskreta eller distribuerade komponenter Med ökad frekvens och minskad våglängd blir de parasitiska effekterna mer märkbara hos diskreta komponenter och måste därför tas med i beräkningarna. Diskreta komponenter finns även bara för vissa frekvenser och begränsar på så sätt deras användningsområde. Som alternativ till diskreta komponenter används idag i stor utsträckning distribuerade komponenter (transmissions ledare eller mikrostrip ledare) då våglängden blir tillräckligt liten. En stor fördel med distribuerade komponenter är att de går att justera efter att de tillverkats vilket ger stor flexibilitet. Oftast har alla transmissionslinjer samma bredd, med andra ord karakteristisk impedans, för att förenkla justeringar. Den impedansen ligger ofta på 50 Ω. [2] 1.2 LNA Inom RF-elektroniken börjar förstärkarna mer och mer få som huvudsaklig uppgift att ha ett lågt brus. Olyckligtvis hänger de olika parametrarna ihop; förstärkning, brus och stabilitet. Att designa en förstärkare med lågt brus och hög förstärkning är både teoretiskt och praktiskt sett omöjligt. Därför får en göras kompromiss och inte ta så stor hänsyn till de övriga parametrarna då en förstärkare med lågt brus designas. Dock är det ändå viktigt att utveckla en metod där påverkan från bruset visas. Detta är för at kunna se hur stabiliteten och förstärkningen påverkas av bruset. Sida 6(23)

7 En LNA har som vanligaste användningsområde, och så även här, att sitta efter en antenn och före en mixer i en front-end design. Det vill säga LNAn är en del av ett större system, se figuren nedan. [2] Figur 1.1: LNAs roll i radio front-end designen Då signalen kommer till LNA från antennen är den svag och behöver därför förstärkas av en förstärkare med lågt brus. En LNA kan i sig delas upp i tre stora delar; matchande ingång, förstärkaren och en matchande utgång. Matchningen på ingången bidrar till en perfekt matchning mellan antennen och LNAn. Matchningen på utgången stabiliserar kretsen, men hjälp av en stabiliseringskrets, samt att den bidrar till en perfekt matchning mellan LNAn och mixern. [1] Matchning, på ingång och utgång, kan ske utifrån olika fall; Matchning för stabilitet och brus eller Matchning för förstärkning. I det första fallet vill ett litet värde på S 11 uppnås, då detta medför en stabil krets med minimala oscilleringar. Med ett litet S 11 fås också ett R in som är nära Z 0, vilket medför att så lite som möjligt av den signal som kommer fram till förstärkaren reflekteras, och istället överförs till utgången. I det andra fallet vill ett så högt värde på G T som möjligt uppnås, det vill säga R in ska matchas till R S, så att R in = R S. Detta medför att maximalt med effekt överförs till Z L på utgången. [1] Detta ger två typer av LNA förstärkare; en effektförstärkare och en förstärkare för stabilitet och brus. De används båda två, inom olika områden, då effektförstärkaren har en bred frekvensrespons och förstärkaren för stabilitet och brus har en smal frekvensrespons. Fördelen med effektförstärkaren är att arbetet är uppdelat i två enskilda moment, ett för ingången och ett för utgången. En bandpasskaraktäristik är lättare att uppnå, då frekvensresponsen är bred. Nackdelen med denna förstärkare är att strukturen på kretsen ofta blir komplicerad och att den förbrukar mycket effekt samt att den, såklart, ger en dålig respons på brusparametrarna. För förstärkaren gjord för bästa stabilitet och brus, kan man lätt uppnå låg-brus optimering och sänka effektförbrukningen väsentligt, efter att ha matchat ingången. Här kan istället själva matchningen vara ett större problem. En annan nackdel kan också vara att det är svårt att få bandpasskaraktäristik med en noggrann centerfrekvens, på kretsen. [1] Sida 7(23)

8 1.3 Uppgift Som nämnts ovan ska LNAn ingå i ett större system, med bland annat en antenn och en mixer. Antennen ska kunna ta emot signaler inom en bandbredd på 200 MHz med en centerfrekvens på 5.25 MHz, där utgången ska vara matchad till 50 Ω. Förstärkaren ska därefter ta emot signalen och förstärka den med så lågt brus som möjligt innan signalen går vidare till slutdelen, till mixer och radio front-end delen. Uppgiften som är given är att designa en 5-GHz förstärkare med lågt brus (LNA) genom att använda kretsen MAX2649 från företaget Maxim och designverktyget Advanced Design Systems (ADS) from Aligent. Specifikationerna för förstärkaren är givna för en centerfrekvens på 5.25 GHz och en bandbredd på 200 MHz, samt en mottagningskänslighet på 85 db. Förstärkaren ska vara designad så att få så lite brus som möjligt uppstår, ett mål är att nå brus parametrarna givna för kretsen MAX2649, vilket är ett värde på 2.1 db. För förstärkningen gäller det att få en hög som möjligt, MAX2649 har en förstärkning på 17 db, se en sammanställning på specifikationerna nedan. Tabell 1.1: speciafikationer för uppgiften Specifikation Centerfrekvens Bandbredd Noise Figure Förstärkning Numeriskt värde 5.25 GHz 200 MHz 2.1 db Högsta möjliga Uppgiften är under arbetets gång att schematiskt designa LNAn; med kretsen för matchning vid ingången, själva förstärkaren och kretsen för matchning på utgången. LNAn ska designas med mikrostrip ledare och inte med komponenter, varken diskreta eller distribuerade. Alla simuleringar angående bruset, förstärkningen och stabiliteten för kretsen ska sparas och redovisas. Det ska klart visas hur distribuerade komponenter implementeras i den matchade kretsen. Räcker tiden till ska simuleringar från kretsnivå redovisas samt att layouten ska beaktas. 2 Utfört arbete 2.1 Manuell Matchning Vid manuell matchning så togs värden på matchningskomponenterna fram med hjälp av Smith-diagram. Det inleddes med matchning av ingång innan någon stabiliseringskrets implementerades i kretsen. Eftersom det handlar om ingången så eftersträvas en in-impedans på 50 Ω till att börja med. Detta innebär då mitten på Smith-diagrammet. Genom att hamna i mitten på Smith-diagrammet har en in-impedans på 50 Ω uppnåtts. Impedansen kan endast påverkas av en eller en kombination av induktanser och/eller kapacitanser. Detta ger sex alternativ på nätverk att studera då hänsyn till komponenternas placering måste tas, det vill säga om komponenterna ska vara i serie eller parallella. Vid flera komponenter kan en kombination av båda sätten infinna sig. Som regel dock så eftersträvas så få komponenter som möjligt i matchningskretsen då fler komponenter oftast medför till högre brus och särskilt ingången är speciellt bruskänsligt. Sida 8(23)

9 Genom att svepa en induktans i serie för den angivna centerfrekvensen, och sedan redovisa resultatet i ett Smith-diagram, se Figur 2.1 kan ett värde på induktansen, 0.82 nh tas fram som underlättar matchningen och som begränsar antalet komponenter för ingångsmatchning till två. [2] Figur 2.1: Svepning av induktans, på ingång Som det tidigare nämnts så eftersträvas en matchning då in-impedansen hamnar i mitten på Smith-diagrammet, Z in =50 Ω. Detta uppnås med hjälp av ytterliggare en komponent, nämligen en parallell konduktans. Genom att svepa den parallella kondensatorn för olika värden kan ett värde som medför matchning av ingången för impedansen 50 Ω fås fram. Genom att välja en punkt i mitten av Smith-diagrammet, se Figur 2.2, erhålls värdet 1.90 pf för konduktansen. Figur 2.2: Svepning av konduktans, på ingång I och med det så är ingången matchad. Detta innebär nu att nästa steg är matchning av utgången. Likt matchningen av ingången så innebär första stegen en svepning på värden för en induktans i serie. Detta ledde dock till ett nytt problem. Alla svepta värden för induktansen Sida 9(23)

10 hamnade utanför Smith-diagrammet. Detta fenomen kan bara innebära att kretsen inte är stabil och därför kräver en stabiliseringskrets. [3] Det enklaste sättet att stabilisera kretsen är att lägga till en resistans på utgången, frågan är bara vilken storlek resistansen ska ha och vilken placering. Detta kan ganska lätt redogöras genom att studera Smith-diagrammet där stabilitetscirkeln för utgången är inritad, Figur 2.3. Stabilitetscirkel för utgång G Out 0,5 Figur 2.3: Stabilisering Ur Smith-diagrammet erhålls att stabiliseringsresistansen på utgången ska vara parallell. Sedan tas värden ut som gör det möjligt att räkna fram ett värde för resistansen. Genom att studera den admittanslinje som ligger närmast utanför stabilitetscirkeln för utgången fås värdet 0.5. Detta värde används sedan för att räkna fram konduktansen, G Out. Slutligen kan värdet på stabiliseringsresistansen räknas fram med hjälp av konduktansen, se Figur G = Z 0 1 R = G R = = 100Ω 50 Figur 2.4: Beräkning av stabilitetsresistans [2] Då erhålls ett värde för stabiliseringsresistansen på 100 Ω. Denna resistans implementeras nu i kretsen. Nästa steg blir nu att igen försöka svepa värden för en induktans i serie, precis som innan matchningen. Genom att redovisa resultatet i ett Smith-diagram fås följande resultat som redovisas i Figur 2.5. Sida 10(23)

11 Figur 2.5: Svepning av induktans, på utgång Eftersom en impedans på 50 Ω även eftersträvas på utgången väljs värdet till 1.48 nh. Detta värde medför också att även på utgången kommer det att räcka med två matchningskomponenter. Nästa steg är att välja lämplig komponent för att en utimpedans på 50 Ω ska uppnås. Precis som på ingången väljs en parallell konduktans som en andra matchningskomponent. Genom att svepa konduktans för olika värdet och redovisa resultatet i ett Smith-diagram fås följande graf, se Figur 2.6. Figur 2.6: svepning av konduktans, på utgång För att uppnå en utimpedans på 50 Ω krävs det att värdet på konduktansen väljs till 1.28 pf. Därmed är kretsen nu stabiliserad och matchad. Sida 11(23)

12 2.2 Designguiden S-parameter och hjälpmedlet Smith Chart Utility Efter att ha simulerat och jobbat i ADS manuellt, börjades designguiden S-parameters, Noise Figure, Gain, Stability Circles and Group Delay versus Frequency användas, här enkelt förkortat S-parameter guide. Denna guide ger möjliga förslag på olika lösningar beroende på vad man vill matcha för; högsta förstärkning eller minsta brus. Då en LNA ska designas valdes förslaget för minsta brus. Att tillägga är att här användes samma stabilisering som ovan, dvs. en resistans på 100 Ω på utgången. För att sen genomföra själva matchningen användes hjälpverktyget Smith Chart Utility. Genom att använda detta verktyg kan ett matchande nätverk tas fram, utan att behöva rita för hand. Som nämndes ovan används samma stabilisering som innan, som i den manuella matchningen, se Figur 2.7. Figur 2.7: Grundkrets i S-parameter guiden, med stabilisering 100 Ω på utgången. När denna krets simuleras kan det lätt ses att kretsen är stabil vid den angivna centerfrekvensen, se Figur 2.8 nedan. Figur2.8: Simulering av grundkretsen, med stabilisering100 Ω på utgången. Sida 12(23)

13 När det nu har konstateras att kretsen är stabil, vill ett matchande nätverk läggas på utgången och ett på ingången. Eftersom rekommendationerna i S-parameter guiden följs, kommer bruset för kretsen att minimeras. Detta görs, som nämnt tidigare, med hjälpverktyget Smith Chart Utility. Den matchade kretsen visas i Figur 2.9 nedan. Figur2.9: Matchade kretsen för minimalt brus, med stabilisering100 Ω på utgången. När denna krets sen simuleras, fås följande resultat. Figur 10a: Förstärkning, Brus och stabilitet för den matchade kretsen. Figur 10b: In- och ut-impedenser för den matchade kretsen. Som ses i bilderna ovan, är kretsen stabil, den är matchad på in- och utgång. Kretsen har inte en brusparameter som överstiger de specifikationer som getts, men å andra sidan har kretsen en svag förstärkning. För att detta ska kunna ses lite lättare, har värdena sammanställts i Tabell 2.1 nedan. Sida 13(23)

14 Tabell 2.1: Erhållna värden vid matchad krets, för 100 Ω stabilisering Specifikation Numeriskt värde Önskat värde Stabilitet K=1.16 db K 1 db Brus parameter NF=1.926 db NF 2.1 db Förstärkning Gain=12.51 db Högsta möjliga 2.3 Stabilitet Målet var att nå en så hög förstärkning som möjligt. Genom olika simuleringar som genomförts har slutsatsen gjorts, att ju högre resistans som sitter på utgången, desto högre blir förstärkningen. Därför bestämdes att resistansen R skulle svepas för det givna frekvensområdet, och det skulle då gå att utläsa vilket R som var bäst för de specifikationer som getts. Figur2.11: Hur brusparametern ändras då R sveps för de givna frekvenserna I Figur 2.11 ovan kan det ses att brusparametern NF skulle minska med ökat R, vilket ser bra ut, då det även är känt att förstärkningen ökar med ökat R. För att ta reda på hur stabiliteten ändras med R, sveps även denna. Detta visas i Figur 2.12 nedan. Sida 14(23)

15 Figur 2.12: Hur stabiliteten ändras då R sveps för de givna frekvenserna. Ur Figur 2.12 ses det att för stabiliteten är det tvärtom mot vad som gäller för brusparametern och förstärkningen, stabiliteten blir allt sämre ju höge R som väljs. Frågan är vilket R som är mest optimalt för att behålla stabiliteten men samtidigt öka förstärkningen så mycket som möjligt. Vad som bör poängteras här är att det har valts att göra en förstärkare som är ovillkorligt stabilt, vilket gör att K inte får gå under ett värde på ett. För att kunna avgöra vilket R som ska väljas, plottas R och K i Tabell 2.2, se nedan. Tabell 2.2: Hur stabiliteten förändras med R. Vad som kan utläsas ur tabellen ovan är att vid ett resistansvärde på 117 Ω på utgången får vi den optimala stabiliteten, då kretsen valts att göra ovillkorligt stabil. Detta värde på R kommer att höja förstärkningen utan att göra kretsen ostabil eller göra kretsen för brusig. För Sida 15(23)

16 att kolla att kretsen behåller sin stabilitet undersöks även, vilket ska ha ett värde mindre än ett om kretsen ska vara ovillkorligt stabil. Tabell 2.3: Hur K och förändras med frekvensen Ur Tabell 2.3 ovan kan det ses att kretsen är ovillkorligt stabil för hela frekvensområdet som är givet i specifikationen. Med det nya värdet på R insatt o kretsen och efter att ha matchat för minimalt brus fås en krets som ser ut på följande sett. Figur2.13: Matchad krets med R=117 Ω som stabilitetsresistans 2.4 Ökning av Förstärkningen Då en stabiliseringsresistans tagits fram, som ger ett K värde större än ett och under ett för hela frekvensintervallet, matchas in- och utgång för minimalt brus med hjälp av Smith Chart Utility på samma sätt som tidigare. Detta ger en förstärkning på db och ett brus på 1.91 db vid centerfrekvensen 5.25 GHz. Förstärkningen är nu relativt låg, men eftersom specifikationen för bruset är satt att vara högst 2.1 db så är det möjligt att öka bruset lite för att på så sätt kunna höja förstärkningen. För att Sida 16(23)

17 få en överskådlig bild på hur bruset och förstärkningen förhåller sig till varandra plottas bruscirklar och förstärkningscirklar för centerfrekvensen i ett Smith-diagram. Bruscirklar Förstärkningscirklar Figur 2.14: Brus- och förstärkningscirklar De bruna cirklarna har olika värden på brus och de blå för förstärkning. Ska kretsen matchas för minimalt brus hamnar Γ S i pricken som är centrerad i bruscirklarna och på samma sätt för maximal förstärkning, hamnar Γ S i pricken som är centrerad i förstärkningscirklarna. För att nu få större förstärkning på bekostnad av ett visst ökat brus, förflyttas Γ S från mitten av bruscirklarna mot förstärkningscirklarna tills ett värde nära 2.1 db uppnåtts för bruset. Med hjälp av S-parameter guiden fås då värden för käll- och lastimpedanserna som används vid matchningen. Då den nya matchade kretsen simuleras hamnar brusfaktorn på 2.08 db och förstärkningen ökar till db för centerfrekvensen. Detta visas i graferna i Figur 1.15 nedan. [2] Figur 2.15: Förstärkning och brus för hela frekvensintervallet Stabilitetsfaktorn k ligger fortfarande över ett och under ett för hela intervallet vilket ger en ovillkorligen stabil krets. Bruset ökar något vid högre frekvenser än centerfrekvensen men eftersom förstärkningen och stabiliteten prioriteras högre så blir detta den slutgiltiga lösningen. Sida 17(23)

18 2.5 Layout För att kunna realisera kretsen och göra en layout måste ideala komponenter bytas mot reella. De ideala transmissionsledarna måste bytas ut mot mikrostripledare. Detta för att mikrostripledarna tar hänsyn till substrat, temperatur och andra faktorer som påverkar ledaren i verkligheten. Ett tvålagers FR-4 väljs med dielektricitet konstanten 4.5 och tjockleken 1 mm. Längderna på mikrostripledarna räknades ut med hjälp av LineCalc i ADS, där egenskaper för substrat, impedans och frekvens tas i anspråk. Detta ger de fysiska värdena för mikrostripledarna. Tabell 2.4: Substrat fakta FR4 Med dessa mått används för hål en ytterdiameter på 1 mm och innerdiameter 0.5 mm. Avståndet mellan mikrostripledarna och ledningslagret skall vara minst dubbelt så långt som tjockleken på substratet. Detta för att undvika interferens med ledningslagret. Detta gäller för höga frekvenser. De ledningar som går till Vcc och Shutdown Control kan ligga närmare, de innehåller inga RF-signaler. För att kunna koppla ihop kretsen med omvärlden, infogas SMA-kontakter på 50 Ω vardera på in och utgångarna och ersätter de tidigare termineringsmotstånd. Kortets storlek skall vara så kompakt som möjligt för att undvika parasitiska effekter men ändå så att tillräckligt många vior kan appliceras. Sida 18(23)

19 Figur 2.16: Avståndet mellan ledningslagret och mikrostripledarna är 2 gånger tjockleken på substratet Vior Vior till jord placeras nära jordkontakterna på komponenterna. Detta för att minska risken för att avståndet ifrån jorden på komponenterna till jordplanet blir en fjärdedel av våglängden. Detta medför att det blir en open circuit, alltså oändlig resistans istället för short circuit. Antalet vior väljs till 10 stycken per våglängd. Figur 2.17: Via-hål H< 2x(ytterdiametern eller innerdiametern). H<<λ 3 Resultat Då den slutgiltiga kretsen har matchats för maximalt tillåtet brus samt för valet av ovillkorlig stabilitet, fås följande krets: Figur 3.1: Slutgiltigt matchad krets Sida 19(23)

20 Som ses i figuren har kretsen nu en stabiliseringskrets, bestående av en resistor på 117 Ω och som även ses i Figur 3.2 nedan, har kretsen matchats för maximal förstärkning med avseende på kravet på brusparametern. Figur 3.2: Γ S anpassad för ökad förstärkning De slutgiltiga värdena är sammanfattade i tabellen nedan. Värdena gäller för den givna centerfrekvensen, 5.25 GHz. Tabell 3.1: Slutgiltiga värden för matchad krets Specifikation Numeriskt värde Önskat värde Stabilitet K=1.001 db K 1 db Brus parameter NF=2.08 db NF 2.1 db Förstärkning Gain=14.41 db Högsta möjliga Som nämndes i kapitel 2.5, måste ideala komponenter bytas mot reella för att kunna realisera kretsen och göra en layout. De ideala transmissionsledarna måste bytas ut mot mikrostripledare. Detta för att mikrostripledarna tar hänsyn till substrat, temperatur och andra faktorer som påverkar ledaren i verkligheten. Denna krets är presenterad i Bilaga 1 och den slutgiltiga layoutdesignen presenteras i Bilaga 2. 4 Slutsats Den viktigaste egenskapen med den valda lågbrusförstärkaren är att den är ovillkorligt stabilt. Ovillkorlig stabilitet innebär att förstärkaren är stabilt för hela frekvensintervallet, GHz. Denna egenskap medför dock att förstärkningen inte blir lika hög som för en förstärkare som kanske är villkorligt stabil, vid samma frekvensintervall. Däremot så är förstärkningskurvan för den ovillkorligt stabila förstärkaren mycket jämnare, i detta fall ungefär db för specificerat frekvensintervall, jämfört med en förstärkare som är Sida 20(23)

21 villkorligt stabil. Förstärkningskurvan för en villkorligt stabil krets har en större differens mellan min- och maxvärde, inom samma frekvensintervall. 5 Referenser 5.1 Böcker [1] B. Leung, VLSI for Wireless Communication, Prentice hall electronics and VLSI series, Upper Saddle River, New Jersey, [2] R. Ludwig och P.Bretchko, RF Circuit Design, Theory and Applications, Prentice Hall, Upper Saddle River, New Jersey, Webbsidor [3] Low-Noise Amplifier Stability Concept to Practical Considerations, Part 2, den 16 november [4] Maxim Integrated Products, Inc., besökt regelbundet. Ett stort Tack till Professor Shaofang Gong, Adriana Serban Craciunescu och Magnus Karlsson för hjälpen under projektets gång! Sida 21(23)

22 Bilaga 1: Bild av den slutliga kretsen, skapat för layout.

23 Bilaga 2: Slutlig bild i Layoutnivå