Självsvängande blandare med dual-gate FET

Institutionen för Elektro- och Informationsteknik Självsvängande blandare med dual-gate FET för användning i mottagare för rundradiosändningar på 88-108MHz Radioprojekt våren 2009 Författare: Mikael Håkansson, e04mhk@student.lth.se Martin Liliebladh, et05ml3@student.lth.se Handledare: Göran Jönsson Abstract This report deals with a way to design a free-running mixer using the dual-gate field effect transistor (FET) BF980A, for use in a receiver chain for FM broadcasts. The top transistor is used for oscillation, while the lower transistor is used for mixing. The report describes the theory needed for understanding, but emphasis on circuit design, results and conclusions. 19 maj 2009

Innehåll 1 Introduktion 2 2 Teori 2 2.1 Beskrivning av dual-gate FET:ens uppbyggnad............ 2 2.2 Oscillatormodellen............................ 3 2.2.1 Clapp-oscillatorn......................... 3 2.3 Blandare.................................. 3 3 Design och utförande 5 3.1 Tidigare prototyper och historia.................... 5 3.2 Val av vilopunkt............................. 6 3.3 Frekvensbestämmande komponenter.................. 6 3.3.1 Beräkning av varaktordiodens backspänning.......... 7 3.4 Anpassningsnät och filter på ingången respektive utgången..... 7 3.4.1 Ingångsfilter............................ 7 3.4.2 Utgångsfiltret........................... 7 3.5 Den färdiga kretsschemat........................ 8 4 Resultat 9 5 Sammanfattning och avslutning 9 5.1 Förslag på förbättringar......................... 10 5.2 Erkännanden............................... 10 Referenser 10 A Skärmbilder från spektrumanalysatorn 11 B Smithdiagram för ingångsanpassningen 13

1 Introduktion Vanligtvis är blandare och lokaloscillator åtskillda block i en radiomottagarkedja. För att spara plats och pengar kan det vid vissa tillfällen istället vara fördelaktigt att använda en självsvängande blandare. En självsvängande blandare är i grunden en oscillator, som svänger vid önskad frekvens och där den högfrekventa RF-signalen sedan matas till en av oscillatorns ingångar. Vanligtvis är dessa självsvängande blandare byggda kring en bipolär transistor. I denna rapport presenteras en alternativ design för en självsvängande blandare, där en dual-gate FET används som huvudtransistor. Fördelen med denna transistorn är att den har två styren, vilka teoretiskt är väl isolerade från varandra. En vanlig tillämpning för denna transistor är som blandare, vad det gäller HF sammanhang. Den övre transistorn matas då med en stark LO-signal och den undre matas med RF-signalen. Idén för detta projekt är att få den övre transistorn att svänga och därmed skapa sin egna LO-signal, och därefter mata den undre transistorn med RF-signalen från föregående steg, och på så sätt blanda ner signalen till rätt mellanfrekvens. Kraven på kretsen är att anslutningsimpedanserna till föregående och efterföljande steg är 50Ω. Eftersom blandarfunktionen är det primära ändamålet för kretsen bör blandningsförstärkningen vara minst 0dB, det vill säga ingen dämpning av signalen. Lokaloscillatorns frekvens ska kunna varieras mellan 98.7MHz och 118.7MHz (high-side injection), så att FM-rundradiobandet kan tas emot med en mellanfrekvens på 10.7MHz. De harmoniska övertonerna från LO:n ska dämpas med minst 16dB jämfört med grundfrekvensens effekt. Slutligen matas kretsen med 12V (enkelsidig matning). 2 Teori I detta avsnittet presenteras den teori som använts för att konstruera oscillatorn. Först presenteras kort dual-gate FET:ens uppbyggnad och funktion. Därefter beskrivs oscillatormodellen kortfattat, och i samband med det beskrivs Clapposcillatorn som kresen är uppbyggd kring. Avslutningsvis beskrivs kort teorin för blandare. 2.1 Beskrivning av dual-gate FET:ens uppbyggnad En dual-gate FET transistor kan ses som två kaskodkopplade transistorer där gate 1 fungerar som ett CS-steg (common source) och gate 2 arbetar som ett CG-steg (common gate), se figur 1. Detta ger en hög förstärkning på gate 1 och en stor ut impedans. Vidare är isolationen mellan gate 1 och drain samt mellan gate 1 och gate 2 god. Detta är bra egenskaper för en mixer eftersom det tyder på att det kan bli en blandningsförstärkning och god RF-isolation. Den övre transistorn kommer i detta fallet ses både som ett CS-steg, för oscillatorn, samt även som ett CG-steg D G2 G2 D G1 G1 S S Figur 1: Dual-gate FET:ens principiella uppbyggnad. Dioderna i den högra bilden finns med för att skydda transistorn mot överspänningar. 2

X3 A X2 X1 Figur 2: Oscillatormodellen i grundutförande. för RF-signalen. Det sätter i sin tur krav på återkopplingen β. Mer om det i avsnitt 2.2. 2.2 Oscillatormodellen För att få en återkopplad förstärkare att svänga krävs att beloppet av slingförstärkningen Aβ ska vara exakt lika med ett, där A är förstärkarens förstärkning och β är återkopplingsfaktorn. I realiteten ställs den något högre för att garantera att oscillatorn startar. Vidare krävs dessutom att totala fasvridningen är 0 i kretsen. Dessa två villkor kallas tillsammans för Barkhausens svängningskriterium. I figur 2 ses grunden i oscillatormodellen. Kretsen sägs vara i resonans, och därmed uppfylla Barkhausens kriterium, när både summan av reaktanserna X 1, X 2 och X 3 är noll och återkopplingsfaktorn β är β = X 1 X 1 + X 3 = 1 A. För att summan av reaktanserna ska kunna vara noll måste några av dessa ha olika tecken. Således kan inte alla komponenter vara av samma sort, utan både kondensatorer och spolar måste finnas med. 2.2.1 Clapp-oscillatorn Beroende på hur de reaktiva komponenterna väljs fås olika typer av oscillatorer. Två av de vanligaste och mest kända typerna är Hartley och Colpitts, uppkallade efter sina respektive innovatörer. I en Hartley-oscillator är två av reaktanserna induktiva och den sista kapacitiv. I en Colpitts-oscillator är istället två av reaktanserna kapacitiva och den tredje induktiv. I detta projektet används Clapp-oscillatorn, en variant av Colpitts-oscillatorn. I serie med induktansen kopplas en liten kapacitans, och bildar därmed en serieresonanskrets. Fördelen är att om denna kondensator är mycket mindre än de övriga två i kretsen, dominerar den i uttrycket som bestämmer resonansfrekvensen. De två övriga kondensatorerna kan då istället användas för att välja ett lämpligt β, utan att i stor utsträckning påverka oscillatorns resonansfrekvens. 2.3 Blandare Blandaren har som funktion att blanda två eller flera signaler. Resultatet är summaoch differensfrekvenser, men också multiplar av de innegående frekvenserna. Utöver detta kan även högre ordningens intermodulationsprodukter finnas med i frekvensspektrat. Beroende på hur olinjäriteten ser ut i komponenten som används, fås olika mycket intermodulationsprodukter. En komponent med en kvadratisk överföringskaraktäristik (x 2 ) genererar teoretiskt sett mindre intermodulationsprodukter än en 3

komponent med exponentiell överföringskaraktäristik (e x ). Detta kan visas genom att låta x vara summan av två trigonometriska funktioner med olika vinkelfrekvens. Det finns tre olika typer av blandare; dubbelbalanserad, enkelbalanserad och obalanserad. I den dubbelbalaserade blandaren syns varken LO eller RF på IFutgången, utan de släcks ut inne i blandaren, vilket innebär väldigt god isolation mellan LO-IF och RF-IF. Nackdelen med denna typ av blandare är att kretsen blir relativt komplicerad jämfört med de andra typerna av blandare. Dessutom krävs väl matchade olinjära komponenter för att uppnå både bra blandning och utsläckning. Den enkelbalanserade blandaren är enklare i sin uppbyggnad, men tappar i prestanda då RF-IF isolationen i gengäld är dålig. Blandartypen bygger på att man matar en av signalerna symmetriskt via en transformator in i blandaren, medan den andra signalen matas genom olinjära komponenter. Då LO signalen oftast matas symmetriskt är LO-IF isolationen fortfarande god. Slutligen finns den obalanserade blandaren, vilken är enklast till sin uppbyggnad jämfört med de tidigare två. En obalanserad blandare kan i princip byggas med vilken olinjär komponent som helst. LO-IF samt RF-IF isolationen är generellt dålig, men kan avhjälpas med filter på utgången. Det är denna typ av blandare som används i detta projekt. 4

3 Design och utförande Detta avsnitt beskriver den teoretiska designen för oscillatorn och blandaren. Första delen tar upp de första försök som gjordes och de problem som fanns och uppstod. Därefter beskrivs den slutgiltliga designens vilopunktsinställning, beräkning av frekvensbestämmande komponenter samt avslutningsvis matchning och filtrering av ingången och utgången. 3.1 Tidigare prototyper och historia Inledningsvis fanns det två förslag på oscillatortyper att använda till projektet, en Clapp LC-oscillator och en negativ resistans-oscillator. Den negativa resistansoscillatorn övergavs tidigt på grund av att de är bättre lämpade för högre frekvenser och det hade varit svårt att få den att oscillera vid 100MHz. Därför valdes Clapposcillatorn för det här projektet. I det första försöket att få transistorn att oscillera runt gate 2 användes databladet [2] för transistorn för att ta fram en bra vilopunkt och den justerades sen med hjälp av en nätverksanalysator för att maximera S 21 kring vilopunkten. S 21 var mindre än 0 db vilket stämde överrens med teorin. Vilopunkten var: V D = 10V I D 15mA V G1 = 0.5V V G2 = 4V V S = 0V Återkopplingsfaktorn β valdes därefter stort och enligt teorin för Clapp-oscillatorn valdes C 1 och C 2 på ca 100pF. Några exempel på designer som testades, C3 och L var vid detta stadie 5pF respektive 330nH: C 1 C 2 β 56pF 350pF -6.25 56pF 220pF -3.93 56pF 120pF -2.14 Tabell 1: Ett fast värde på C 1 och varierande värden på C 2 som ändrar återkopplingsfaktorn β. Kopplingen började självsvänga vid några av dessa konstruktioner men vid dryga 1GHz. I början användes en egenlindad spole med luftkärna och hålmonterade kondensatorer. När serieresonanskretsen med dessa komponenter undersöktes separat hade den en resonanstopp vid 100MHz, men även en ännu starkare topp vid 1.2GHz. Åtgärden blev att korta ner benen på komponenterna vilket sänkte frekvensen på den högre toppen men inte tog bort den helt. Då byttes alla komponenter mot ytmonterade vilket förbättrade förhållandet ytterliggare men problemet eliminerades inte. Detta visade sig bero på induktanser och kopplingar i sladdar och avhjälptes med Bias-T:s. Efter det gick det inte att få transistorn att svänga igen med de komponentvärdena. För att angripa problemet från ett annat håll användes en spektrumanalysator för att studera utsignalen från transistorn när vilopunkten varierades. Försöket ledde till en ny vilopunkt där oscillatorn självsvängde kring önskad frekvens. Förstärkning var vid den nya vilopunkten större än ett vilket tyder på att transistorn runt gate 2 inte kan ses som CG utan CS vilket också stärks av det faktum att det krävs ett negativt β för kopplingen att självsvänga. Det fanns dock en stor ostabilitet kvar i designen och det berode på ett dåligt jordplan vilket åtgärdades till nästa PCB. 5

3.2 Val av vilopunkt Då en fälteffekttransistor är relativt enkel att biasera utgörs biaseringsnätet utav endast fem resistorer, vilket ses i figur 3. Resistorerna R 1 R 4 delar ner matningsspänningen så att styrena får rätt spänning. Resistansen R S placeras mellan source och jord och begränsar drain-strömmen. Vilopunkten som valdes presenteras nedan. V DS = 10V I D = 13.3mA V G1 = 3.1V V G2 = 3.5V V S = 2V Eftersom FET:en drar försummbar gate-ström kan komponentvärdena enkelt beräknas med spänningsdelning och Ohms lag. Resistorerna i spänningsdelningarna väljs stora (100-tal kohm) då de utgör en signalväg till jord, och för att inte förlora signal bör resistorerna se ut som avbrott. Komponentvärdena som ger vilopunktsinställningen ovan presenteras här under. Värdena inom parantes anger närmsta komponenten som fanns tillgänglig i labbet. I och med att R 2 och R 4 inte kunde väljas exakt så sjunker båda gate-spänningarna med ca 0.2V vardera. Drain-ström och source-spänning stämde väl överrens med den teoretiska vilopunkten. R S = 150Ω (150Ω) R 1 = R 3 = 560kΩ (560kΩ) R 2 = 236kΩ (220kΩ) R 4 = 196kΩ (180kΩ) R3 R1 VCC BF980 R4 R2 RS Figur 3: Transistorn med komponenter för att ställa vilopunkten. 3.3 Frekvensbestämmande komponenter De frekvensbestämmande komponenterna för oscillatorn är reaktanserna X 1, X 2 och X 3 i figur 2. Eftersom transistorn som oscillerar jobbar i CS-konfiguration kommer signalen att inverteras från ingång till utgång och därmed behövs även ett inverterande återkopplingsnät. Genom att använda oscillatormodellen kan återkopplingen bestämmas till β = X 1 X 1 + X 3 = X 1 X 2 där X 1 och X 2 nu måste vara av samma komponenttyp för att återkopplingen ska vara negativ. Det går självklart att hitta andra uttryck för återkopplingen, men då 6

oscillatorn ska jobba i Clapp-konfiguration och två av reaktanserna vara kapacitiva, passar det bra att X 1 och X 2 är kondensatorer. Återkopplingsfaktorn bestämms då av β = X 1 = 1/jωC 1 = C 2. X 2 1/jωC 2 C 1 Då det har varit svårt att karaktärisera transistorns förstärkning finns inga beräkningar på en optimal återkopplingsfaktor, men efter lite laborativa undersökningar verkar β 0.62 fungera. Då det visade sig problematiskt att använda stora kapacitanser på ingång och utgång valdes komponenterna till C 1 = 22pF och C 2 = 13.6pF, där C 2 är två parallellkopplade 6.8pF kondensatorer. Den sista reaktansen ska nu vara induktiv. Från tidigare försök och resonansfrekvensberäkningar visade sig att en induktans kring 200-350nH passar in på resonansfrekvensen 110MHz om kapacitanserna är i storleksordningen tiotal pf. Då det även ska sitta en variaktordiod i serie med induktansen visade det sig bäst att använda en induktans på L 1 = 220nH. 3.3.1 Beräkning av varaktordiodens backspänning För att variera oscillatorfrekvensen monterades en varaktordiod (D 1 ), med ett kapacitansområde mellan ca 10-40pF, och en kopplingkondensator (C 3 ) i serie med induktansen. Kopplingskondensatorn är till för att blockera DC från att läcka ut i resten av kretsen. När backspänningen över kondensatorn ändras varierar utarminingskapacitansen i diodens pn-övergång, och dioden upplevs som en trimkondensator. Eftersom backspänningsintervallet är begränsat designades inte spänningsdelning för givna kapacitanser utan för maximalt spann som spänningen kunde variera över. Minsta backspänningen valdes till V r,min = 0.5V och maximala till V r,max = 8.5V. Eftersom vilopunktsspänningen på gate 2 blir diodens referensspänning måste katodspänningen variera mellan 3.8V V kat 11.9V. Med en given potentiometer på 470kΩ fås de två andra resistorerna till R 6 = 4kΩ och R 7 = 1.8kΩ. 3.4 Anpassningsnät och filter på ingången respektive utgången Ingången på en FET är vanligtvis väldigt högimpediv och kapacitiv. Därför behövs ett anpassningsnät på ingången för att föregående steg ska se 50Ω in till blandaren. Dessutom behövs någon form av filter på utgången för att oscillatorsignalen inte ska vara för stark till efterföljande IF-förstärkare och detektor. Nedan beskrivs var för sig ingångsfiltret och utgångsfiltret. 3.4.1 Ingångsfilter Ett enkelt försök med att matcha RF-ingången till 50Ω gjordes med ett L-filter. Tanken var att transformera ner ingångens höga impedans med en parallell komponent och därefter justera med en seriereaktans till 50Ω. För att ta reda på reflektionskoefficienten på ingången behövs egentligen samtliga S-parametrar för transistorn, men då detta i princip är omöjligt att mäta när oscillatorn svänger så förutsattes istället att transistorn var unilateral så att Γ in = S 11. Inimpedansen vid 98MHz på transistorn mättes på så sätt till Z in 25 j325ω. Detta värde varierade inte så mycket över frekvensspannet. Matchningen gjordes därefter med en spole parallellt med ingången och sen en seriekondensator till RF-kontakten. Filtret ses i figur 4 och impedansanpassningen kan ses i Smith-diagrammet i figur 10. 3.4.2 Utgångsfiltret Utgångsfiltret är även det ett L-filter, men fokus låg här istället på att filtrera. Eftersom mellanfrekvensen bestämdes till 10.7MHz, designades ett lågpassfilter med brytfrekvens kring 15-20MHz. Drain på transistorn kommer därmed att se en relativt hög impedans vid LO-frekvensen jämfört med IF-frekvensen, något som behövs 7

560k +12 12n C10 R3 R1 560k D1 R6 C3 4k 12n 220n RFC1 C9 C2 12n 13.6p Output filter 4.7u IF_OUT BB619 1 3 L1 12n 1.8k C6 L3 C7 12p 2 R8 470k log R7 RF_IN Input matching C4 3.9p C5 12n Q1 330n L2 BF980 R4 180k R2 220k C1 22p R5 150 C8 12n Figur 4: Det teoretiska kretsschemat för den självsvängande blandaren. för att oscillatorn ska starta. Mellanfrekvensen kommer däremot att släppas igenom relativit odämpad. 3.5 Den färdiga kretsschemat Den färdiga teoretiska designen ses i figur 4. Komponentvärden är listade brevid komponenterna. På kortet ersattes dock potentiometern med matning via en resistor på 5.1kΩ direkt från spänningskuben, dels för att oscillationen dog när potentiometern ställdes för högt, men också för att den inte klarade att täcka hela frekvensintervallet. RFC:n tillhandahölls av Göran Jönsson och är på ca 500+j150Ω impedans vid 100MHz, och är till för att skapa en DC väg till vilopunktsinställningen utan att kortsluta RF-signalen till jord. Kondensatorerna på 12nF är (av- )kopplingskondensatorer och är med för att blockera DC att komma ut på olämpliga ställen, men också för att garantera god signaljord på ställen det behövs. Det färdiga kortet kan ses på förstasidan till denna rapport. 8

4 Resultat Transistorn självsvänger runt gate 2 med en frekvens som ställs av spänningen till varaktorn. Frekvensbandet som kan tas emot är 88.8MHz-108MHz d.v.s. att oscillatorn kan svänga inom mellan frekvenserna 99.5MHz-118.7MHz. För mottagning av hela FM-bandet behöver LO-signalen komma ner till 98.7MHz. RF-signalen blandas ner till 10.7MHz med en conversion loss på -10dB. LO-signalen är högst närvarande på utgången. Figur 5 är hämtad från spektrumanalysatorn och visar tydligt resultatet vid en RF-signal på -15dBm och 100MHz. För ytterliggare skärmbilder se appendix A. Figur 5: Frekvensspekrat från 5MHz till 180MHz uppmätt på IF-utgången (efter filtret). Största signalen är från LO:n på 110.7MHz. Strax under ligger RF-signalen på 100MHz. Strax ovanför syns en av tredje ordningens intermodulationsprodukter. Längst ner i spektrat syns IF-frekvensen på 10.7MHz. Inimpedansen sett från RF-ingången hamnade långt ifrån de 50Ω som önskades. Trots att olika komponentvärden testades blev matchningen aldrig bra. Detta resulterar i att mycket av den inmatade RF-effekten inte når transistorn, utan reflekteras tillbaka. Tre olika PCB har använts under projektets gång, två testkort och ett för den färdiga designen, och svängningarna har uppstått på alla korten. Transistorn är dock känslig för återkopplingskomponenternas värde. Om C 1 och C 2 ökar med en faktor två dör oscillationen helt vilket antagligen beror på att transistorn då lastas för hårt. Vidare finns det parasitkapacitans på in och/eller utgången som förskjuter resonansfrekvensen från det teoretiskt beräknade men det kan kompenseras bort med andra komponentvärden. Designen är även temperaturkänslig. Genom att sänka temperaturen bara någon grad Celcius flyttar sig resonansfrekvensen ca hundra khz. 5 Sammanfattning och avslutning Ett av de stora problemen med detta projektet var att det inte fanns något eller någon som varken kunde bekräfta eller dementera att idén skulle fungera. Den 9

information som gick att finna om dual-gate FET:ar byggde på att den undre transistorn användes till både oscillator och RF-signal, alternativt att LO-signalen matades externt in på den övre transistorn. Som konstaterats i resultatdelen är det möjligt att få den övre transistorn att oscillera med variabel frekvens samtidigt som den undre transistorn matas med RF. Frågan som nu måste ställas är hur bra kretsen kan prestera. Med detta resultatet får projektet anses som lyckat, även om specifikationerna som listades i början inte uppfylls helt. Övertonerna från oscillatorn håller sig dock under 20dB eller mer jämfört med grundfrekvensen och detta får anses som väl godkänt. Eftersom matchningsnätet på ingången inte matchar särskilt bra är det svårt att ge tillförlitliga siffror vad gäller graden isolation mellan portarna och conversion gain. Detta är något som skulle behöva testas noggrannare, men då dead line för projektet närmade sig när undersökningarna gjordes räckte inte tiden till. Största problemet bör dock kunna härledas till ingångsmatchningen. 5.1 Förslag på förbättringar Byta transistorn till en nyare variant, BF991, som fortfarande tillverkas och kan köpas. Oavsett byte av transistor eller ej måste transistorn karaktäriseras bättre, så att parasitkapacitanser och liknande störande element kan tas i beaktande vid beräkning av resonansfrekvensen. Även val av vilopunkt borde undersökas bättre. Byta kapacitansdiod eller modifiera återkopplingen så att hela frekvensbandet täcks. Bättre matchning på ingången och skarpare filter på utgången. S 11 och S 22 är två viktiga parametrar för att beräkna matchningen, och de måste kunna mätas upp på något sätt. På utgången kan filter av högre ordning användas, eller kanske ett kristallfilter? Önskas ytterliggare djupdykning i problemet krävs en analytisk modell över systemet för att kunna simulera kretsen i ADS, Cadence eller dylikt. Spice- eller S- parametrar hade varit till stor hjälp för att få en total bild av transistorns beteende. 5.2 Erkännanden Vi vill passa på att tacka Göran Jönsson på EIT för stor hjälp och vägledning under projektets gång. Även ett stort tack till Joakim Eriksson, Anders Dahlström och Wang Jing från Sony Ericsson för goda råd och tips. Dessutom ett stort tack till Lars Hedenstjerna på EIT för att han etsade så många kort till oss, samt till Tobias Bonnedahl för det fina fotografiet på framsidan! Referenser [1] L. Sundström, G. Jönsson och H. Börjesson, Radio Electronics, 2004 [2] BF980 datablad http://www.datasheetarchive.com/download/?url=http%3a%2f% 2Fwww.datasheetarchive.com%2Fpdf-datasheets%2FDatasheets-112% 2FDSAP0052727.pdf Senast kontrollerad 13 maj 2009 10

A Skärmbilder från spektrumanalysatorn Spektrumanalysatorn är från Rhode & Schwartz. Upplösningsbandbredd (RBW), videobandbredd (VBW) och sveptid är ställd automatiskt av instrumentet. Referensnivån är satt till 0dBm och ingångsdämpningen är satt till 20dB. På ingången sitter även en DC-block kondensator. Figur 6: Inzomning på mellanfrekvensen från figur 5. Inmatad effekt på RF ingången är -15dBm. Figur 7: Hur uteffekten varierar när grundfrekvensen sveps mellan ändlägena. 11

Figur 8: Grundfrekvensen på 103MHz och de nio första harmoniska övertonerna. Dämpningen mellan grundfrevensen och andra övertonen är ca 20dB. Övertonerna över tredje harmoniska bör kunna anses som noll. Figur 9: Effekten i de tre första harmoniska övertonerna när oscillatorfrekvensen ändras. 12

B Smithdiagram för ingångsanpassningen 50.0 25.0 100.0 200.0 10.0 2500.0 3 0.2 500.0 0.2 0.08 200.0 0.04 100.0 1 0.004 0.08 0.02 50.0 0.01 25.0 0.04 0.004 10.0 0.01 0.02 Figur 10: Transistorns ingångsimpedans är i punkt 1. En spole parallellt med ingången tar upp impedansen till rätt resistanscirkel. Slutligen kopplas en kondesator in i serie för att ta ner impedansen till 50Ω. 13