Karl Johansson, e01 Andréas Olofsson, e01. Lokaloscillator. för användning i FM-mottagare

Transkript

1 Karl Johansson, e01 Andréas Olofsson, e01 Lokaloscillator för användning i FM-mottagare ETI041 RADIOPROJEKT 005

2 Abstract Detta projekt har syftat till att designa en lokaloscillator för FMbandet. Lösningen bygger på en clapposcillator för high-sideinjection. Projektrapporten ger en allmän överblick över oscillatorer samt beskriver vår specifika konstruktion på djupet. Vi visar med beräkningar och mätningar hur teori och verklighet stämmer överens. I slutet på rapporten sammanfattar vi resultaten och analyserar vad som kunde ha gjorts bättre. - -

3 Innehållsförteckning 1 Inledning... 4 Allmänt om oscillatorer Beräkningar Kravspecifikation. 7 5 Konstruktion. 8 6 Filter 9 7 Resultat Avslutning Erkännande Referenser.. 11 Appendix A. 1 Appendix B

4 1 Inledning Intresset för lokaloscillatorer fattades av oss då vi hade läst kursen Radioelektronik. I denna fick vi en grundläggande överblick hur dessa fungerar. Området verkade väldigt intressant och det blev en het kandidat då vi fick händerna fria till att välja radioprojekt. Vi gjorde slag i saken och bestämde oss för att försöka konstruera en lokaloscillator som radioprojekt. Syftet med detta var att få en djupare förståelse samt konstruktionserfarenhet inom detta komplexa område. Allmänt om oscillatorer figur1. Allmän model för återkoppling Oscillatorn svänger med konstant amplitud då Barkhaussens svängningsvillkor är uppfyllt. Barkhaussen säger att slingförstärkningen ska vara lika med ett. A v β=1, där A v betecknar spänningsförstärkningen och β betecknar återkopplingsfaktorn. dvs A v β =1 arg(a v β)=0 figur. Den generaliserade oscillatormodellen Figur två visar den generaliserade oscillatormodellen. I den finns ett förstärkande element omringat av reaktanser

5 Om man tillämpar Barkhaussens fasvillkor på modellen inser man att följande ekvation gäller: X 1 +X +X 3 =0 Detta inträffar alltså när kretsen är i resonans. Det innebär att reaktanserna måste vara av varierande slag (induktiva och kapacitiva) för att uppfylla kriteriet. Vi har valt X1 och X3 som kapacitanser samt X som en variabel induktans. Induktansen är variabel mha en parallell vridkondensator. Att bygga en oscillator kräver en del beräkningar då allting beror på vartannat. Vår taktik var att först anpassa spänningsförstärkningen med en lagom biasström (A v ~I c ). Därefter skulle vi försöka parera in ett β som uppfyllde Barkhaussen. För att kunna styra vår återkopplingsfaktor satte vi in ett motstånd R 3 i kopplingen. Detta motstånd hade dessutom en andra funktion. Det gör att den kapacitiva tappen inte belastas lika hårt. figur3. Vår koppling baserad på den generaliserade oscillatormodellen Om man tittar på den generaliserade oscillatormodellen och jämför med vår konstruktion upptäcker man att X1 motsvarar C1, X3 motsvarar C och X motsvarar Cvar//L. C var ωl // L = ω LC 1 var 1 1 ωl X 1 + X + X 3 = = 0 ωc ωc ω LC 1 1 Genom att iterera fram värden på C1, C, Cvar och L fick vi fram önskad svängningsfrekvens. var - 5 -

6 3 Beräkningar I = c 1 60mA V A = 50V r r o e V A 50 = = 830Ω 3 I c 1 VT 0.06 = = = 0. 4Ω 3 g I m c figur4. Icke ideal spole med parallellresistans Spolens Q-värde avlästes till Q=15, vilket ger parallellresistansen, R p R p ( ) = Qω0L = 15 π = 700Ω Spänningsförstärkningen i första steget blir c A v = gmrc, tot = Rc, tot VT I p // r0 Rin R c, tot = R // R in C1 + C = (( r // ) 3 ) e RE + R = (( 0.4 //100) + R3 ) C 7 Denna beräkning är bara en approximation, då tappen inte kan betraktas som obelastad

7 Återkopplingsfaktorn β blir β = ( re // RE ) ( r // R ) + e E R C Följande måste gälla A v β > 1 = ( 0.4 //100) 7 ( 0.4 //100) + R C1 + C 3 + Eftersom A v β är beroende av R3 gjorde vi följande plot i beräkningsprogrammet Matlab: figur5. Slingförstärkningen som funktion av R3 Här ser vi att R3 inte får vara större än 10 Ohm. Det skulle innebära att oscillatorn inte svängde. Samtidigt vill man ha R3 så stor som möjligt eftersom A v ökar mer än vad β miskar då R3 ökar. 4 Kravspecifikationer Specifikationerna vi satte upp på förhand var följande: Svängningsfrekvens MHz Uteffekt > 8 dbm Övertoner minst 16 db under grundtonen - 7 -

8 Icke harmoniska svängningar minst 70 db under grundtonen Svängningsfrekvensen täcker FM-bandet ( MHz) om vi använder 10.7 MHz i mellanfrekvenssteget. Uteffekten är mer än tillräcklig om vi använder en befintlig mixer från tex. Minicircuits. Övertonerna och de icke harmoniska svängningarna dämpar man lämpligen för att undvika oönskade spurioser i blandarsteget. 5 Konstruktion Oscillatorn är uppbyggd med en resonanskrets kring ett aktivt element följt av ett buffertsteg. Vi valde att konstruera oscillatorn med två steg av två anledningar. Dels ger buffertsteget extra effektförstärkning, vilket är nödvändigt om man ska få ut 8 dbm, dels gör det oscillatorn mindre känslig för lastvariationer. Transistorn som vi valde heter BFR540. Denna tåler mer effekt än sin lillebror BFR50 (BFR50 användes till laborationerna i kursen Radioelektronik). Pmax = 500mW I c, max = 10mA figur6. Vår oscillatorkoppling Eftersom vi inte hade några begränsningar gällande matningsspänning, valde vi 1V. För att få maximalt sving biaserades emitterpotentialerna till 6V. Detta gjordes med en enkel spänningsdelare. R1, R, R4 och R5 ingår i sådana spänningsdelare. De relativt höga värdena på motstånden innebär att mindre DCström eldas upp till kråkorna. Man måste dock tänka på att ha tillräckligt med ström för att kunna driva transistorn på ett korrekt I sätt I C B =. β - 8 -

9 Man ser att första steget är ett GB-steg eftersom vi signaljordat basen med kondensatorn Ck1. Det innebär att signalen till buffertsteget tas ut på kollektorn. Men eftersom oscillatorn är mycket känslig här väljer vi att ta ut signalen i den kapacitiva tappen. Detta medför att signalen transformeras ner, och i gengäld blir oscillatorn stabilare. För att undvika DC-ström från buffertsteget sätter vi in kondensatorn C3. Denna hindrar ej signalen från oscillatorn, men stoppar biasströmmen. Resonanskretsen består av spolen L, och kondensatorerna C1, C och Cvar. Buffertsteget är ett GK-steg. Detta bidrar med effektförstärkning. RE styr biasströmmen. C4 hindrar DC-strömmen från att gå ut i lasten. (Det vore givetvis olyckligt om biasströmmen var lastberoende. Dessutom kanske inte lasten tåler DC.) De spänningströga avkopplingskondensatorerna har satts in där mycket ström beräknas gå. Mönsterkortet är dubbelsidigt där den ena sidan utgör en komponentsida och den andra agerar jordplan. Dessa två plan förbinds med små borrhål som i sin tur är fyllda med tenn. Vid höga frekvenser är detta extra viktigt. 6 Filter Detta är enligt teorin eftersom vi ombads av vår handledare att koncentrera oss på projektrapporten istället för att konstruera ett filter. Enligt specifikationen så skall övertonerna ligga minst 16 db under grundtonen. Ett Butterworthfilter var tänkt att dämpa eventuella övertoner samt icke harmoniska svängningar. Ett Butterworthfilter framför ett Chebyshevfilter, var vår tanke då vi hade låg uteffekt. Ett Chebyshevfilter har en brantare karakteristik men också ett rippel som hade tvingat oss till högre uteffekt. Men ett Butterworthfilter har inget passbandsrippel och lägre släppdämpning. 7 Resultat Vår oscillator fungerar och svänger på rätt frekvenser. Men specifikationen uppfylls inte helt. Uteffekten i vår signal är endast dbm. Detta är 6 db under det uppsatta målet. Detta faktum gör dock ingen skillnad i den tänkta funktionen eftersom oscillatorn alltid kopplas in till en blandare som nöjer sig med dbm insignal

10 figur7. Oscillatorns frekvensegenskaper Figur 7 visar spektrumanalysatorns skärm då vi gjort ett maximum hold -svep. Man ser att frekvensområdet är det tänkta samt att uteffekten är cirka dbm. 8 Avslutning Att ta lärdom var målet med den här kursen. Det målet uppfylldes. Att specifikationen inte uppfylldes gjorde i våra ögon att vi lärde oss ännu mer. Vi har analyserat vad det är som gör att uteffekten inte är tillräcklig om och om igen. Detta har gett oss värdefull kunskap som antagligen hade hjälpt oss att klara alla specifikationer om vi fått börja på ett nytt oscillatorbygge. Vi har kommit fram till att uteffekten är begränsad eftersom buffertsteget inte ger någon effektförstärkning. Vi mätte effekten efter kondensatorn C3 och upptäckte att den är lika stor som effekten efter buffertsteget. Detta extra steg har alltså inte den funktion som vi tänkte oss på förhand. Det är ett GK-steg med hög inimpedans, vilket ger miserabel effektanpassning mellan de två stegen. Utimpedansen från det första steget är relativt låg. Att välja ett GE-steg vore bättre på två sätt. Ett sådant steg skulle ha lägre ingångsimpedans (=bättre effektanpassning) och samtidigt bidra med effektförstärkning

11 9 Erkännande Vi vill tacka Göran Jönsson som varit vår handledare och därmed bidragit med mycket värdefulla kommentarer på designen, samt Lars Hedenstjerna som tillverkat vårt kretskort på ett exemplariskt sätt. 10 Referenser L. Sundström, G. Jönsson och H. Börjeson: Radio Electronics

12 Appendix A Matlabkod för simulering av R3 %Beräkning av R3 i oscillatorn. R3 styr återkopplingsfaktorn och därmed AB. %AB måste som bekant vara större än 1 för att oscillatorn ska svänga. %Ploten visar AB som funktion av R3. Ic=60e-3; VT=0.06; C1=15e-1; C=7e-1; % R3=[0:1:500]'; Rout=[zeros(size(R3))+10e3]; Rp=[zeros(size(R3))+1e3]; gm=ic/vt; re=1/gm; Rin=(re+R3).*((C1+C)/C)^; Rctot=[(1./Rout+1./Rp+1./Rin).^-1]; Av=[gm.*Rctot]; B=[(re./(re+R3))*(C/(C1+C))]; plot(r3,av.*b); - 1 -

13 Appendix B Utseende på spektrumanalysatorn utan maximum-hold - funktionen, samt utseende på de harmonsika övertonerna. figur8. Vår oscillator enligt spektrumanalysatorn figur9.oscillatorns övertoner